一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器
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增大字体摘要：提出了一种新颖的零电流零电压开关（ZCZVS）PWM全桥变换器，通过增加一个辅助电路的方法实现了变换器的软开关。与以往的ZCZVSPWM全桥变换器相比，所提出的新颖变换器具有电路结构简单、整机效率高以及电流环自适应调整等优点，这使得它特别适合高压大功率的应用场合。详细分析了该变换器的工作原理及电路设计，并在一台功率为4kW，工作频率为80kHz的通信用开关电源装置上得到了实验验证。
关键词：全桥变换器；零电压开关；零电流开关；软开关；脉宽调制
引言
移相全桥零电压PWM软开关（PSFBZVS）变换器与移相全桥零电压零电流PWM软开关（PSFBZVZCS）变换器是目前国内外电源界研究的热门课题，并已得到了广泛的应用。在中小功率的场合，功率器件一般选用MOSFET，这是因为MOSFET的开关速度快，可以提高开关频率，采用ZVS方式，就可将开关损耗减小到较为理想的程度[1]。而在高压大功率的场合，IGBT更为合适。但IGBT的最大的缺点是具有较大的开关损耗，尤其是由于IGBT的“拖尾电流”特性，使得它即使工作在零电压情况下，关断损耗仍然较大，要想在ZVS方式下减少关断损耗，则必须加大IGBT的并联电容。然而由于轻载时ZVS很难实现（滞后臂的ZVS更难实现），因此ZVS方案对于IGBT来说并不理想。若采用常规的移相全桥软开关变换器，其优点是显而易见的，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高等，但是它们却也存在着各种各样的缺点：有的难以适用于大功率场合；有的要求很小的漏感；有的电路较为复杂且成本很高[2][3][4][5][6]。
本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器，它能有效地改进以往所提出的ZVZCSPWM全桥变换器的不足。这种变换器是在常规零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，此辅助电路的优点在于没有有损元件和有源开关，且结构简单。次级整流二极管的电压应力与传统PWM全桥变换器相等，而ZCS具有最小的环路电流值。电流环能够根据负载的变化情况自动进行调整，从而保证了负载在较大范围内变化时变换器同样具有较高的效率。
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1 工作原理
该ZVZCSPWM全桥变换器主电路如图1所示。它是在传统的零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，同时，该变换器还采用了移相控制方式。在图1中，S1和S3分别超前于S4和S2一个相位，称S1和S3组成的桥臂为超前臂，S2和S4组成的桥臂为滞后臂。C1和C3分别是S1和S3的外接电容。Lr是谐振电感，它包括了变压器的漏感。每个桥臂的两个功率管成180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。超前臂开关管实现零电压导通和关断的工作原理与ZVSPWM全桥变换器相同，而滞后臂开关管是通过辅助电路来实现零电流导通和关断的，由于输出电感的储能用来实现超前臂开关管的ZVS，所以可以用外接电容来减小开关损耗。通过对Ch放电，流过变压器的原边电流在谐振周期内减小到零，从而实现了滞后桥臂的ZCS。
为了便于分析变换器的稳定工作状态，而作如下假设：
——所有开关管、二极管、电容、电感均为理想元器件；
——输出滤波电感Lf足够大，在一个开关过程中可以等效为一个恒流源。
图2
在半个工作周期内，变换器有8种开关模态。因为，电流环能够根据负载的变化而作相应的调整，所以，这些开关模态在负载较轻的情况下变化很小。
1.1 变换器在满载条件下工作
假定变换器工作在满载条件下，其各个模态的等效电路及主要波形图如图2和图3所示。
1）开关模态1[t0，t1]在t0时刻，开关管S1及S4导通，输入电压Vs加到了变压器的漏感Lr上，原边电流ip从零开始线性增加，在t1时刻，电流ip增加到与输出电感电流值相等。电流ip的变化式如式（1）所示。
ip(t)=(Vs/Lr)t （1）
2）开关模态2[t1，t2]t1时刻后，开关管S1和S4继续导通，输入功率传到了变压器的次级。辅助线圈的漏感Llks与吸持电容Ch产生谐振，给Ch充电，Ch上的电压及电流可由式（2）及式（3）得到。
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在t2时刻，Ch上的电压达到最大值VH，同时电流减小为零。为了防止二极管Dd在该工作模态下导通，Ch的最大电压值VH应当设计得比输入电压反射到次级的电压Vs/n小。
3）开关模态3[t2，t3]当Ch的充电电流减小到零的时候，Dc零电流关断，Ch上的电压保持在VH。原边电流仍被传递到输出端。
4）开关模态4[t3，t4]在t3时刻，S1关断，原边电流给电容C1充电，使C3放电，变压器原边电压vAB开始线性下降，即
vAB(t)=Vs－(Io/nCeq)t （5）
式中：Io为输出电流；
Ceq=C1＋C3。
变压器的次级电压vsec以相同的速率下降，直到t4时刻其值与Ch上的电压值相等为止。
5）开关模态5[t4，t5]当vsec下降到VH时，二极管Dd导通，vsec被箝位在Ch的电压值。变压器的原边电压vAB还以与先前同样的速率下降到零，而vsec则缓慢地下降。在该模态下，因为与原边电压相比，vsec的下降非常缓慢，因此可以把vsec看作常数。变压器次级电压反射到初级上的电压值和初级电压值之差加在了谐振电感Lr上，变压器原边电流和电压分别按式（6）及式（7）规律下降。
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到t5时刻，C3上的电量被完全释放，C3电压下降到零，同时开关管S3零电压导通。原边电压vAB也下降到零。
6）开关模态6[t5，t6]该模态下，变压器次级电压反射到初级上的电压加到了变压器的漏感上，原边电流以更快的速率下降到零.
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变压器次级电压按式（9）规律下降。
vsec(t)=VHcos(ωct) （9）
7）开关模态7[t6，t7]原边电流复位，整流二极管关断。电容Ch通过Dd放电，向负载提供电流。变压器次级电压按式(10)规律下降到零。
vsec(t)=VHcos(ωctm6)－(iO)t （10）
式中：tm6=t6－t5。
8）开关模态8[t7，t8]Ch完全放电，输出感应电流通过续流二极管Df续流。在t8时刻，开关管S4的驱动脉冲下降为零，S4零电流关断。
1.2 变换器在轻载条件下工作
假定变换器工作在轻载条件下，随着负载电流的降低，Ch在模态7时不能完全放电，其上电流在t10时刻以前连续地提供给负载，其电压的最大值与最小值之间的差值可通过对自身的放电电流积分来获得，如式（11）所示。
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作者：佚名
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