基于IC控制器FAN4810的500WPFC电源的设计
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增大字体摘要：介绍了PFC控制器FAN4810的主要特性，同时给出了基于FAN4810的500W高性能PFC预调节器的设计程序与方法。
关键词：FAN4810；PFC变换器；电路设计
引言
将基于功率因数控制器的有源功率因数校正（PFC）预调节器应用于分布式电源系统的前端时，能使非线性负载呈现纯电阻性，迫使桥式整流器的输入电流正比于输入电压，并且与线路电压保持同相位，因而线路功率因数几乎达到1。有源PFC预调节器的DC输出电压必须高于AC线路电压的峰值。对于270V的AC最高输入线路电压，PFC升压变换器的DC输出稳定电压通常是385V或400V。基于美国飞兆半导体公司功率因数控制器FAN4810的PFC升压变换器，有着宽输入电压范围和宽输出功率电平，符合IEC100032规范和UL1950标准，具有超快速PFC响应。本文简要介绍了PFC控制器FAN4810的主要特点，给出了完整的应用电路，重点介绍了利用FAN4810控制器的500WPFC预变换器设计。
图1
1 FAN4810的基本结构及主要特点
FAN4810采用16引脚DIP和16引脚SOIC封装，芯片电路组成框图如图1所示。
FAN4810是一种平均电流、连续升压前沿PFC控制器，其主要特点如下：
1）含有TrifaultDetectTM功能，符合UL1950安全标准。万一反馈通路失效，反馈脚VFB上电压太高、太低或开路，三故障（Trifault）检测电路将终止PFC驱动；
图2
2）压摆率增强的跨导电流误差放大器（IEA），提供超快速PFC响应；
3）内置增益调制器，并且有3个输入，即AC线路电流参考输入IAC、AC线路电压检测输入VRMS和PFC输出电压反馈误差放大器（VEA）输出VEAO，这种3输入增益调制器，对PFC起核心控制作用；
4）带有输出过电压保护（OVP）、输入电压过低（brownout）保护、VCC欠压锁定（UVLO）、峰值电流限制和软启动功能；5）带开/关PWM时钟输入（脚CLKSD）和同步时钟输出（脚CLKOUT）；
6）VCC启动门限为13V，关闭门限是10.8V，启动电流约200μA，在VCC=15V下的工作电流约5.5mA；
7）栅极驱动电流容量达±1A。
2 应用电路与设计
2.1 应用电路及操作
图2示出了由FAN4810组成的一个500W有源PFC升压变换器电路。
在接通AC线路电源后，当电容C15通过R13和R14被充电到13V时，FAN4810启动。启动时，在PFC开关Q1导通之前，为保证PFC操作，通过二极管D2的电流迅速对C5充电到AC线路电压峰值。当Q1关断时，C5上电压经L1升压至400V。升压电感器L1的辅助绕组及D3，D4，C12，C16和R10，C15组成的全波整流滤波电路，为FAN4810脚VCC提供15V的DC工作电压。Q4，R16和C20等组成软启动电路，FAN4810误差放大器输出VEAO被迫跟随Q4对C20充电。当C20被充电至VREF（7.5V）时，Q4截止。
2.2 设计程序与方法
2.2.1 PFC升压变换器基本参数
图2所示的PFC升压变换器电路主要参数为：
输出功率Po=500W；
最低AC线路电压VMIN=80V；
最高AC线路电压VMAX=264V；
DC输出电压Vo=400V（正常值），最小值Vo(MIN)=300V；
变换效率η=0.93；
开关频率fs=100kHz；
总电流谐波失真THD=5％。
2.2.2 主要电路和元件参数选取
根据PFC变换器的技术条件和FAN4810的电气特性，可以确定主要元件的选取。
2.2.2.1 升压电感器L1电感值的确定
PFC变换器在连续导通模式（CCM）下工作，最大峰值AC线路电流IIN（PK）为
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高频电流峰—峰值ΔI可按IIN(PK)的20％来处理，即ΔI=9.5A×20％=1.9A。通过L1的最大电流为
IL(MAX)=IIN(PK)＋ΔI/2=9.5A＋1.9A/2=10.45A
开关占空因数D为
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L1的电感值可由式（1）确定。
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将相关数据代入式（1）得到L=426μH，可选择420μH（电流容量为10A）。
2.2.2.2 输出电容C5的选择
支持（holdup）时间tHLD是确定C5容值的主要依据。tHLD是在AC电源中断之后，变换器输出仍然在规定范围的保持时间。其间，C5中储存的能量J=PotHLD，同时还可表示为J=〔CVo2－C〕，由此可得
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可选取tHLD=20ms，同时将Po=500W，Vo=400V和Vo(MIN)=300V代入式（2），得C=285.7μF，可选择330μF/450V的高压铝电解电容器。
2.2.2.3 振荡器定时元件R6和C18的选择
FAN4810脚7外部电阻R6和电容C18共同设置振荡器频率fs。
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由于fs=100kHz，若选择C18=470pF，R6的阻值为41.75kΩ，可选取41.2kΩ。
2.2.2.4 增益调制器输入电路元件的选择
增益调制器在脚2（IAC）上的输入电流由电阻R1(R1A＋R1B)来编程。R1可利用式（4）确定。
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式中：GMAX=2，是增益调制器最大增益；
RMO=3.6kΩ，是增益调制器输出电阻；
VGMO(MAX)=0.75V，是增益乘法器最大输出电压。
又VMIN=80V，据此可得R1=1.06MΩ，可采用两只453kΩ的电阻串联而成，功耗均为（1/8）W。
R2(R2A＋R2B)和R3与R4组成电阻分压器，同时R2，R3，R4和C3，C2组成两级低通滤波器。为使增益调制器在低AC线路电压VMIN下有一个最大增益，电阻分压比必须给出一个11V的平均DC电压施加到FAN4810的脚4（VRMS）。平均线路电压VAV为
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通常R2＋R3取1MΩ左右。若取R2(R2A＋R2B)=R1=2×453kΩ=906kΩ，则R3的数值可选取100kΩ。
由于FAN4810脚4上的电压是1.1V，通过R2和R3的电流为
I(r2+r3)=(VAV-1.1)/(R2+R3)=(72.1-1.1)/(906+100)×10 3＝75.5μA
这一电流绝大部分通过R4，因而R4近似为R4==15.67kΩ
可选取R4=15.8kΩ。
滤波电容C3和C2分别由式（5）和式（6）确定。
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式中：f1=15Hz和f2=23Hz分别是两级滤波器的极点频率。
将相关数据代入式（5）和式（6），根据计算结果，C3可选择0.1μF/50V、C2选择0.47μF/16V的标准电容器。
2.2.2.5 电流感测电阻R5的选择
FAN4810脚3通过R17和C19组成的滤波电路连接电流感测电阻R5(R5A＋R5B)。滤波电路用作滤除启动时浪涌电流引起的浪涌电压，以保护脚3（ISENSE）。R5上的电压降不应超过IC中增益调制器最大输出增益VGMO(MAX)，即
R5≤VGMO(MAX)/IL(MAX) （7）
式中：VGMO(MAX)=0.75V，IL(MAX)=10.45A。
因此，R5≤0.072Ω，可选择0.05Ω，用两只0.025Ω(3W)的电阻串联在一起。
2.2.2.6 电流误差放大器补偿网络元件的选择
FAN4810脚1（IEAO）与脚14（VREF）之间连接的R12，C6和C7，组成电流误差放大器补偿网络。
FAN4810含有一个电流控制环路和一个电压控制环路。在跨越频率fc(c1)上电流环路的开环增益GPWM(BOOST)为
GPWM(BOOST)=(VoRs/VRAMP2fc(cl)L) （8）
式中：fc(c1)=0.1fs=10kHz；
VRAMP=2.5V为振荡器斜坡谷—峰值电压；
Vo=400V，Rs=R5=0.05Ω，L=420μH。
因此根据式（8）可得GPWM(BOOST)=0.303。
在跨越频率上的电流误差放大器增益为
Gc(c)=1020logGPWM(BOOST)/20=10=3.3
R12可通过式（9）计算。
R12=Gc(c)/G(ca) (9)
式中：电流误差放大器跨导G(ca)=0.1mS（即0.1mA/V）。
因此R12=3.3/0.1mS=33kΩ，实际选择33.2kΩ。
电容C6和C7容值分别利用式（10）和式（11）计算。
C6=1/[2πfcl(z)R12] （10）
C7=1/[2πfc1(p)R12] （11）
式中：fc1(z)=0.2fc(c1)=2kHz，fc1(p)=10fc(c1)=100kHz，分别是两个补偿网络的零点和极点频率。
根据式（10）和式（11）计算C6=2.39nF，
C7=47.9pF，实际选取C6=2.2nF，C7=47pF。
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作者：佚名
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